图10.无滤波的输出杂散
像对待接收通道一样，发射侧也可以生成混频器图表。示例如图10所示。在此图中，最大杂散是镜像和LO频率，利用混频器之后的带通滤波器可将其降到所需水平。在FDD系统中，杂散输出可能会使邻近接收机降敏，带内杂散会带来问题，这种情况下IF调谐的灵活性便很有用。在图10所示例子中，如果使用5.1 GHz的静态IF，发射机输出端会存在一个接近15.2 GHz的交越杂散。通过将14 GHz调谐频率时的IF调整到4.3 GHz，便可避开该交越杂散，如图11所示。
图11.静态IF引起交越杂散（上），利用IF调谐避开交越杂散（下）
设计示例——宽带FDD系统
为了展示这种架构能够实现的性能，我们利用ADI公司成品器件构建了一个接收机和发射机FDD系统原型，其接收频段的工作频率范围配置为12 GHz至16 GHz，发射频率的工作频率范围为8 GHz至12 GHz。使用5.1 GHz的IF来收集性能数据。接收通道的LO范围设置为17.1 GHz至21.1 GHz，发射通道的LO范围设置为13.1 GHz至17.1 GHz。原型的功能框图如图12所示。在该图中，X和Ku变频器板显示在左侧，AD9371评估板显示在右侧。
图12.X和Ku波段Rx Tx FDD原型系统功能框图
增益、噪声系数和IIP3数据在接收下变频器上收集，显示于图13（上）中。整体而言，增益约为20 dB，NF约为6 dB，IIP3约为–2 dBm。利用均衡器可实现额外的增益调整，或者利用AD9371中的可变衰减器执行增益校准。
同时也测量了发射上变频器，并记录其增益、P1dB和OIP3。此数据与频率的关系显示于图13（下）。增益约为27 dB，P1 dB约为22 dBm，OIP3约为32 dBm。
图13.Ku波段Rx数据（上），X波段Tx数据（下）
当此板与集成收发器一起使用时，接收和发射的总体特性如表3所示。
表3.系统总体性能表
总的来说，接收机性能与超外差架构相当，而功耗大大降低。等效超外差设计的接收机链功耗会高于5 W。此外，原型板的建造并未以缩小尺寸为优先目标。利用适当的PCB布局技巧，并将AD9371集成到与下变频器相同的PCB上，采用这种架构的解决方案总尺寸可缩小到仅4到6平方英寸，显著小于需要近8到10平方英寸的等效超外差解决方案。此外，利用多芯片模块(MCM)或系统化封装(SiP)等技术可进一步缩小尺寸。这些先进技术可将尺寸缩小到2至3平方英寸。
结语
本文介绍了一种切实可行的架构——高中频架构，它可替代传统方法，大幅改进SWaP。文中简要说明了超外差架构以及接收机设计的重要规格。然后介绍高中频架构，并阐释其在滤波要求和集成度（可减少器件总数）方面的优势。我们详细说明了如何制定频率规划，以及如何利用可调谐IF来避开接收机上的干扰信号。在发射方面，其目标是降低输出杂散，我们提出了一种避开带内杂散的办法，以及预测所有可能存在的输出杂散产物的方法。
这种架构的实现得益于近年来集成式直接变频接收机的迅猛发展。随着AD9371的诞生，通过高级校准和高集成度可实现更高的性能。这种架构在未来的低SWaP市场会变得特别重要。
