当我们只是交错两个通道以便使采样速率翻倍时，我们将其称为“乒乓”，如图 2 (a) 中的框图所示。这是一种最简单的情况，它有一些有趣和有用的特性。这种情况下，在交错ADC的第一奈奎斯特频段内，交错杂散位于直流、fs/2 和 fs/2 – fIN 处。因此，如果输入信号VIN是一个对中至fIN的窄带信号——如图 2 (b) 中的第一奈奎斯特输出频谱所示——交错杂散包含直流处的失调杂散、fs/2 处的另一个失调失配杂散以及对中至 fs/2 – fIN 的增益和时序杂散镜像，看上去就像输入自身的一个放大复制版本。
图2. (a)乒乓方案(b)窄带输入信号位于fs/4以下时的输出频谱(c)此时输入信号位于fs/4和奈奎斯特频率fs/2之间
如果输入信号 VIN(f) 完全位于 0 和 fs/4 之间——如图 2 (b) 所示——那么交错杂散不与数字化输入频率重叠。此时，坏消息是我们只能数字化半个奈奎斯特频段，就好比只有一个时钟为 fs/2 的单通道，虽然我们依旧消耗至少两倍于该单个通道的功耗。奈奎斯特频段上限的交错杂散镜像可在数字化之后通过数字滤波手段抑制，无需进行模拟损害校正。
但好消息是由于乒乓ADC时钟为 fs，数字化输出得益于动态范围内的 3 dB 处理增益。此外，与使用时钟为 fs/2 的单个 ADC 相比，乒乓 ADC 放宽了抗混叠滤波器设计要求。
如果窄带信号位于第一奈奎斯特频段的上半部，则所有考虑因素都适用，如图 2 (c) 所示，因为交错镜像杂散移至奈奎斯特频段的下半部分。再次强调，增益和时序杂散可在滤波数字化之后通过数字手段抑制。
最后，输入信号和交错杂散的频率将会重叠，并且一旦输入信号频率位置跨过 fs/4 线，交错镜像就会破坏输入频谱。这种情况下，恢复所需输入信号将是不可能的，而乒乓方案不可用。当然，除非通道间匹配足够紧密，使得交错杂散成分对于应用来说达到可以接受的低程度，或者引入校准来降低导致IL镜像的原因。
总之，频率规划和某些数字滤波可以恢复乒乓方案中的窄带数字化输入，哪怕存在通道失配。虽然转换器功耗相比使用单个时钟为 fs/2 的 ADC 时基本翻了个倍，但乒乓方案提供了 3 dB 处理增益，同时放宽了抗混叠要求。
采用乒乓方案并且无任何通道失配校正的一个示例，以及其产生的交错杂散见图 3。在该例中，两个双通道 14位/1 GSPS ADC AD9680 以交替乘以正弦波的速率进行采样，从而返回单个组合输出数据流，速率为 2 GSPS。当我们查看该乒乓方案输出频谱的第一奈奎斯特频段时（位于直流和 1 GHz 之间），可以看到输入音，它是 fIN = 400 MHz 时位于左侧的强音；我们还 能看到在 fs/2 – fIN = 2G/2 – 400 M = 600 MHz 处有较强的增益/时序失配杂散。由于通道本身的失真以及其它损害，我们还能看到一系列其它信号音，但都低于–90 dB 线。
