图1. 频率规划示例。
许多现代ADC同时支持所有三种架构。例如，AD9680是一款具备可编程数字下变频功能的双通道1.25 GSPS ADC。此类双通道ADC支持双通道外差架构和直接采样架构，一对转换器合作则可支持直接变频架构。
采用分立实施方案时，直接变频架构的镜像抑制挑战可能相当难以克服。通过提高集成度并结合数字辅助处理，I/Q通道可以很好地匹配，从而大幅改善镜像抑制。最近发布的AD9371的接收部分是一个直接变频接收机，如图2所示，注意它与图1c的相似性。
图2. AD9371的接收部分：单片直接变频接收机。
杂散噪声
任何采用频率转换的设计都需要作出很大努力来使不需要的带内折频最小化。这是频率规划最微妙的地方，涉及到可用元件与实际滤波器设计的平衡。某些杂散折叠问题在此略作说明，如需详细解释，请设计人员参阅参考文献。
图3显示了ADC输入频率和前两个谐波的折叠与输入频率（相对于奈奎斯特频段）的关系。当通道带宽远小于奈奎斯特带宽时，接收机设计人员的目标是选择适当的工作点以将折叠的谐波置于通道带宽之外。
图3. ADC折频。
接收机下变频混频器会增加复杂性。任何混频器都会在器件内引起谐波。这些谐波全都混在一起，产生其他频率。图4显示了这种影响。
图4. 下变频混频器杂散。
图3和图4仅显示了截止三阶的杂散。实践中还有其他更高阶的杂散，设计人员需要处理由此而来的无杂散动态范围问题。对于较窄的小数带宽，细致精当的频率规划可以克服混频器杂散问题。随着带宽增加，混频器杂散问题成为重大障碍。由于ADC采样频率提高，有时候使用直接采样架构来降低杂散会更切合实际。
接收机噪声
接收机设计的很多工作是花在最小化噪声系数 (NF) 上面。噪声系数衡量信噪比的降低程度。
器件或子系统噪声系数的影响是使输出噪声功率高于热噪声水平，即被噪声系数放大。
级联噪声系数计算如下：
ADC之前的接收机增益的选择以及所需ADC SNR的确定，是接收机总噪声系数与瞬时动态范围平衡的结果。图5为要考虑的参数的示意图。为了便于说明，接收机噪声折算到ADC前端抗混叠滤波器之前，即被滤波之后的噪声。ADC噪声显示为平坦的白噪声，目标信号显示为–1 dBFS的连续波 (CW) 信号音。
